KEMI Docs · 회로 실무
분압 회로 실수 모음
마지막 갱신: 2026-10-04
Vout = Vin × R2 / (R1 + R2). 전자공학에서 가장 먼저 배우는 회로이고, 그래서 가장 쉽게 방심하는 회로입니다. 공식은 '분압점에 아무것도 연결되지 않았을 때'만 정확합니다. 실제 보드에서는 분압점에 ADC가, 다른 회로가, 혹은 측정기가 붙고, 그 순간 결과가 달라집니다. 이 글은 KEMI가 설계 검토에서 반복해서 지적하는 분압 회로의 실수를 원인별로 정리하고, 배터리 전압 측정 회로를 예로 저항값을 정하는 과정을 보여 줍니다.
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분압점은 '저항이 달린 전압원'이다 — 테브난 등가
분압 회로를 분압점에서 바라보면, 전압이 Vin × R2 / (R1 + R2)이고 내부 저항이 R1 ∥ R2 = R1 × R2 / (R1 + R2)인 전압원과 같습니다(테브난 등가). 이 내부 저항(Rth)이 모든 실수의 출발점입니다. 분압점에서 전류를 조금이라도 빼 가면 Rth에서 전압이 떨어지고, 그만큼 출력이 낮아집니다. 분압 회로를 설계할 때는 출력 전압과 함께 Rth를 반드시 계산해 두는 습관을 들이십시오.
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부하 효과 — 숫자로 보기
12V를 3.3V 근처로 낮추기 위해 R1 = 27kΩ, R2 = 10kΩ을 썼다고 합시다. 무부하 출력은 12 × 10 / 37 = 3.243V, Rth = 27k ∥ 10k = 7.30kΩ입니다. 분압점에 입력 저항이 있는 회로를 연결하면 그 저항이 R2와 병렬이 됩니다.
| 분압점에 연결된 부하 | 실제 출력 | 오차 |
|---|---|---|
| 없음(무부하) | 3.243V | 0% |
| 1MΩ(측정기·고임피던스 입력) | 3.220V | −0.7% |
| 100kΩ | 3.023V | −6.8% |
| 47kΩ | 2.807V | −13.4% |
경험칙은 '부하 저항이 Rth의 100배 이상이면 오차 1% 이하'입니다. 위 예에서 Rth가 7.3kΩ이므로 부하가 730kΩ 이상이어야 합니다. 부하를 바꿀 수 없다면 분압 저항값을 낮추거나(대신 전류 소비가 늘어남), 분압점 뒤에 연산증폭기 버퍼(전압 팔로워)를 둡니다. 멀티미터(입력 10MΩ 수준)로 고저항 분압점을 측정할 때도 같은 효과로 값이 낮게 읽힌다는 점을 기억해 두면 디버깅 시간이 줄어듭니다.
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ADC 입력 — 샘플링 커패시터와 소스 임피던스
MCU 내장 SAR ADC의 입력은 DC로는 고임피던스처럼 보이지만, 변환 순간에는 내부 샘플링 커패시터(수 pF)가 스위치를 통해 입력에 연결되어 충전됩니다. 정해진 샘플링 시간 안에 이 커패시터가 원하는 정밀도까지 충전되지 않으면 값이 낮게, 그리고 이전 채널 값에 끌려서 읽힙니다. 그래서 ADC 데이터시트에는 '최대 허용 소스 임피던스'가 샘플링 시간별 표나 식으로 나와 있습니다. 흔히 쓰는 근사식은 샘플링 시간 ts ≥ (Rsrc + Radc) × Cadc × ln(2^(N+2))입니다. Cadc를 5pF, N = 12비트로 가정하면 Rsrc 110kΩ일 때 약 5.4µs가 필요합니다.
- 해결 1 — 샘플링 시간을 늘린다: 배터리 전압처럼 느린 신호는 ADC 샘플링 시간을 최대로 설정해도 손해가 없습니다.
- 해결 2 — 분압점에 커패시터를 단다: ADC 핀에서 GND로 10~100nF를 두면, 이 커패시터가 전하 저장소 역할을 해서 샘플링 순간의 전하를 공급합니다. 전하 분배 오차는 대략 Cadc / Cext로, 5pF / 100nF면 0.005%(12비트 기준 약 0.2LSB)입니다.
- 대가 — 응답이 느려진다: 커패시터를 달면 시정수 τ = Rth × Cext가 생깁니다. 12비트 정밀도로 안정되려면 약 8.3τ(ln 4096)가 필요합니다. 빠르게 변하는 신호에는 이 방법을 쓸 수 없고, 버퍼 증폭기가 답입니다.
- 입력 누설전류: ADC 핀에는 데이터시트상 수십 nA에서 최대 ±1µA까지의 누설전류가 규정되어 있습니다(제품·온도에 따라 다름). 누설전류 × Rth만큼 오차가 생기므로, 수백 kΩ 이상의 고저항 분압은 고온에서 오차가 커질 수 있습니다.
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실전 예 — 리튬 배터리 전압 측정
3.3V MCU(12비트 ADC, 기준전압 3.3V)로 리튬이온 셀(최대 4.2V) 전압을 잽니다. 4.2V가 3.3V를 넘으면 안 되므로 분압비는 3.3 / 4.2 = 0.786 이하여야 하고, 여유를 두어 0.5(R1 = R2)로 정합니다. 4.2V는 ADC 핀에서 2.1V가 되고, 1LSB = 3.3 / 4096 = 0.81mV(배터리 기준 1.61mV)로 분해능은 충분합니다. 남은 문제는 저항의 절댓값입니다.
| 분압 저항 | 상시 소비전류(4.2V) | 하루 소모 | Rth | 누설 100nA 시 배터리 환산 오차 |
|---|---|---|---|---|
| 100k + 100k | 21µA | 0.50mAh | 50kΩ | 10mV |
| 220k + 220k | 9.5µA | 0.23mAh | 110kΩ | 22mV |
| 1M + 1M | 2.1µA | 0.05mAh | 500kΩ | 100mV |
100k + 100k는 월 15mAh를 씁니다. 1,000mAh 셀이면 월 1.5%로 셀 자체의 자가방전과 맞먹고, CR2032(약 220mAh) 같은 코인셀이라면 분압 회로만으로 1년 남짓 만에 배터리를 비웁니다. 저항을 1MΩ대로 올리면 소비는 줄지만 누설전류 오차와 ADC 소스 임피던스 문제가 커집니다. 이 예에서 KEMI가 자주 쓰는 선택은 두 가지입니다. ① 220k + 220k에 ADC 핀 100nF(τ = 11ms), 샘플링 시간 최대 설정 — 충전식 대용량 배터리라면 충분합니다. ② 측정할 때만 분압을 켜는 스위칭 분압 — 코인셀·수년 수명 제품의 정답입니다.
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스위칭 분압의 함정 — 로우사이드 스위치
분압을 끄는 가장 쉬운 방법은 R2 아래에 N-MOSFET을 두거나, R2 아래쪽을 GPIO에 연결해 측정할 때만 Low로 내리는 것입니다. 그런데 스위치가 꺼지면 R2에 전류가 흐르지 않으므로 ADC 핀은 R1을 통해 배터리 전압(4.2V)까지 끌어올려집니다. MCU 전원(3.3V)보다 높아진 핀에서는 내부 보호 다이오드로 전류가 흘러 들어가고(R1 = 100kΩ이면 수 µA), 이는 데이터시트의 주입 전류 조건을 위반하거나 다른 채널의 변환값을 틀어지게 하며, 슬립 중 MCU 전원을 역으로 띄우기도 합니다. 배터리 전압이 MCU 전원보다 높을 수 있는 회로에서는 R1 위쪽을 끊는 하이사이드 스위치(P-MOSFET + 구동용 N-MOSFET, 또는 로드 스위치 IC)를 씁니다. 그리고 스위치를 켠 직후에는 위에서 계산한 RC 시정수의 8~9배를 기다린 뒤 측정합니다.
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분압기를 전원으로 쓰면 안 되는 이유
'12V밖에 없는데 5V 모듈을 저항 두 개로 돌리면 안 될까?'라는 질문은 생각보다 자주 나옵니다. 숫자로 보면 답이 분명합니다. 부하 전류가 0~20mA로 변해도 출력이 0.25V(5%) 이상 떨어지지 않으려면 Rth ≤ 0.25V / 20mA = 12.5Ω이어야 합니다. 이를 만족하는 분압은 R1 = 30Ω, R2 = 21.4Ω이고, 이때 분압기 자체에 233mA가 흘러 2.8W를 태웁니다. 20mA짜리 모듈을 위해 2.8W를 열로 버리고, 그래도 부하가 꺼지면 전압이 공칭값보다 올라갑니다. 게다가 모듈이 기동할 때 순간 전류가 더 크면 전압이 더 떨어져 리셋이 반복됩니다. 전원은 LDO나 벅 컨버터로 만듭니다.
분압으로 레벨을 바꾸는 건 괜찮은가?
5V 단방향 신호(예: UART TX)를 3.3V 입력으로 내리는 데는 분압이 흔히 쓰입니다. 1kΩ + 2kΩ이면 3.33V가 되고, 입력 정전용량 10pF와의 시정수는 약 6.7ns라 수 MHz까지 무난합니다. 저항을 10배 키우면 시정수도 10배가 되어 고속 신호의 에지가 무뎌집니다. I²C처럼 양방향·오픈 드레인 신호에는 분압을 쓸 수 없고 전용 레벨 시프터가 필요합니다.
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정밀도 — 저항 오차가 출력에 미치는 영향
분압비 k = R2 / (R1 + R2)일 때, 두 저항이 각각 반대 방향으로 오차를 가지면 출력의 최악 오차는 대략 2 × (1 − k) × 저항 오차입니다. 27k / 10k(k = 0.27)에 1% 저항이면 약 ±1.46%, 5% 저항이면 약 ±7.3%입니다. 여기에 ADC 기준전압 오차(MCU 전원을 기준으로 쓰면 LDO 출력 오차 ±1~2%가 그대로 들어옴)가 더해집니다. 정확도가 중요하면 ① 1% 이하 같은 계열(같은 온도계수) 저항, ② 별도 전압 기준 IC, ③ 생산 시 1점 보정(알려진 전압을 넣고 계수를 저장)을 조합합니다. 대부분의 배터리 잔량 표시는 ③만으로도 충분히 좋아집니다.
⚠ 고전압 분압은 저항의 '전압' 정격을 본다
수백 V를 분압할 때 R1 하나에 거의 모든 전압이 걸립니다. 0603 칩 저항의 최대 사용 전압은 통상 50~75V 수준이라, 저항값이 맞아도 정격을 넘습니다. R1을 여러 개 직렬로 나눠 각 저항의 전압을 정격 이하로 맞추고, 상용 전원을 다루는 경우에는 연면거리·절연 규격(IEC 62368-1 등)을 별도로 검토해야 합니다.
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자주 하는 실수 요약
- Rth를 계산하지 않는다: 부하 효과와 ADC 소스 임피던스 문제의 출발점입니다.
- ADC 핀에 커패시터 없이 수백 kΩ 분압을 연결한다: 값이 낮게, 다른 채널 값에 끌려 읽힙니다.
- 커패시터를 달고 스위칭 직후 바로 잰다: RC 시정수를 기다리지 않으면 덜 충전된 값을 읽습니다.
- 배터리 측정 분압을 상시 연결한다: 코인셀 제품에서는 분압 회로가 최대 소비원이 됩니다.
- 로우사이드 스위치로 분압을 끈다: 꺼진 동안 ADC 핀이 MCU 전원보다 높아집니다.
- 분압기로 전원을 만든다: 효율과 레귤레이션 모두 성립하지 않습니다.
- ADC 기준전압 오차를 잊는다: 저항을 0.1%로 바꿔도 기준전압이 2% 틀리면 결과도 2% 틀립니다.
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실무 체크리스트
- 최대 입력에서 분압점 전압이 ADC 입력 범위(보통 VREF) 안인가?
- Rth를 계산했고, 부하 저항이 Rth의 100배 이상인가?
- ADC 데이터시트의 최대 소스 임피던스와 샘플링 시간을 확인했는가?
- 고저항이면 ADC 핀에 10~100nF를 달았고, 응답 속도가 용도에 맞는가?
- 배터리 제품이면 분압 상시 전류를 전체 전류 예산에 넣었는가?
- 스위칭 분압이면 하이사이드 스위치이고, 켠 뒤 8~9τ를 기다리는가?
- 저항 오차·기준전압 오차를 합한 최악 오차가 요구 정확도 안인가? 아니라면 보정 절차가 있는가?
- 고전압이면 저항 전압 정격과 연면거리를 확인했는가?
FAQ
분압 저항은 보통 얼마로 시작하나요?
일반 신호 분압은 Rth가 수 kΩ~수십 kΩ이 되도록 10k~100k대에서 시작합니다. 배터리 상시 측정은 소비전류 예산에서 역산하고, 수백 kΩ 이상이 되면 ADC 핀 커패시터를 함께 둡니다.
분압점 커패시터는 얼마가 좋나요?
이전 채널 전압이 남은 샘플링 커패시터가 연결되는 최악의 경우까지 1LSB 안에 두려면 2^N배, 즉 12비트에서 약 4,000배가 필요합니다. 샘플링 커패시터가 수 pF라면 22~47nF 이상입니다. 그 이상은 응답 속도(τ = Rth × C)와 타협해서 정합니다.
MCU 내부에 배터리 측정 채널이 있으면 분압이 필요 없나요?
일부 MCU는 전원 전압을 내부에서 분압해 측정하는 채널을 제공합니다. 측정 대상이 MCU 전원 자체라면 그 기능을 쓰는 것이 가장 좋습니다. 다만 레귤레이터 뒤의 MCU 전원은 배터리 전압이 아니므로, 레귤레이터 앞의 배터리를 재려면 여전히 외부 분압이 필요합니다.
분압 대신 전용 IC를 써야 하는 경우는?
리튬 배터리 잔량을 정확히(% 단위로) 알아야 하면 전압만으로는 부족하고, 전류를 적산하는 연료 게이지 IC가 필요합니다. 전압은 부하와 온도에 따라 크게 흔들리기 때문입니다.
함께 보기
이 문서는 KEMI가 실제 설계·발주 업무에서 쓰는 기준을 정리한 것입니다. 실제 제작 시에는 부품 데이터시트와 제조 사양이 우선합니다.